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    與典型PFC主電路不同的是此電路選用了無損吸收緩沖網絡。該網絡降低了開關管的開關損耗,提高了其穩(wěn)定性,增強了其使用壽命。它利用一組無源元件,使開關管實現(xiàn)了零電流開通和零電壓關斷，提高了電源的工作效率,且相對于其它諧振軟開關電路，降低了生產成本。
    下面通過分析PFC主開關Q的工作過程來說明此無損吸收緩沖網絡的工作原理。
    1）Q導通時，因為電感L2中電流不能突變，且C2、C1電壓不能突變，Q中的的電流從零開始增加,緩慢上升。通過D4的電流iD4漸減。Q實現(xiàn)零電流開通，導通的損耗較小。
    2）當電流iD4減少為零時，D4進入反向恢復狀態(tài)，通過電感L2的電流iL2=iL1＋irD4。D4反向電流irD4的變化率受到電感L2的控制，反向恢復損耗降低。
    3）主電感L2中電流緩慢增加，Q上的電壓uQ下降。電容C2通過D2、C1、L2、Q放電,C2上的電壓uC2下降。
    4）當uC2下降為零時,C2中的能量完全轉向C1、L2。L2中的電流飽和不變，uQ下降變?yōu)榱悖琎完成零電流開通過程。
    5）Q保持開通狀態(tài),與普通PFC電路的開關管狀態(tài)相同。
    6）Q關斷時，L2中的電流iL2通過D1流向C2，C2從零開始充電，Q實現(xiàn)零電壓關斷，關斷損耗較小。二極管D2、D3使uC2最終鉗位在輸出電壓VL。
    7）L2在導通時存儲的能量通過D1、D2流向C1，L2逐漸復位。當L2復位后，C1中的能量通過D3輸出。
    8）當C1兩端電壓變?yōu)榱銜r，D4正向導通。Q完成零電壓關斷過程。
    9）Q保持關斷狀態(tài)直到開始進入新的開關循環(huán)過程。
    Q的開關波形如圖2所示;Q的實測導通時間和關斷時間如圖3所示。（電源負載22A） 

    從以上分析可知此無損吸收網絡具有以下幾個特點。
    1）Q的最大工作電壓等于輸出電壓VL。
    2）PFC電路的輸出二極管D4的耐壓是VL與電感L2的反向電壓之和。
    3）Q中的電流上升率，即Q的開通損耗決定于電感L2兩端電壓和L2的電感量。
    4）Q兩端的電壓上升率，即Q的關斷損耗決定于流過電容C2的電流和C2的容量。
    5）由于開關動作引起的存儲在L2和C2中的能量最終都輸出給了負載，保證了轉換器的工作效率。
2．2  DC/DC主電路設計
    DC/DC主電路采用單端雙正激電路。單端雙正激電路相對于其它拓撲電路結構，開關管承受電壓低，在控制電路設計中不必擔心共態(tài)導通問題，也不會因電路不對稱發(fā)生高頻變壓器單向偏磁，即不存在變壓器飽和問題，是一種可靠性較高的電路。考慮到整機的高度不超過60mm，以及變壓器工藝、安裝、散熱的要求，DC/DC變換采用雙變壓器、雙輸出電感結構。變壓器原邊并聯(lián)，副邊各自用一個輸出電感，如圖4所示。 

 
圖4  雙正激無損吸收主電路

    該電路的無損吸收網絡不同于AC/DC部分電路所采用的無損吸收網絡。它僅使開關管完成了零電壓關斷過程。以下以開關Q2為例（Q1與Q2變化狀態(tài)相同），簡述該網絡的工作原理。
    1）導通過程
    Q1、Q2開通時，除一路電流通過Q1、T1副邊、Q2外，另一路電流流過Q1、C5、L7、D10、C7、Q2形成LC振蕩回路，C5、C7被充電。當A與B點之間的電壓uAB等于主電路電壓VDC時，由于D10的單向導電性，振蕩結束。電感L7起限制C7、C5中的電流變化的作用。Q1、Q2中流過的電流為從副邊折算到原邊的負載電流與C5、C7充電電流之和。
    2）關斷過程
    Q1、Q2關斷時，由于B點對地電壓為零，C7從零開始充電，Q2對地電壓uQ2緩慢上升，Q2零電壓關斷。加在Q2上的電壓因二極管D15的鉗位作用，最終為VDC。因此，B點電壓升為VDC。Q2實現(xiàn)零電壓關斷過程。
    由于變壓器勵磁電感、漏感及引線寄生電感所引起的感應電勢的能量通過C7、D14返回電源，Q2上的電壓維持在VDC直到變壓器原邊磁通復位。此時，Q1、Q2上的電壓分別為VDC/2直到新的工作周期。
    Q2的開通期間與關斷期間的狀態(tài)與普通開關管同期間的狀態(tài)相同。
    圖5為實測Q2開關波形。圖6為實測Q2零電壓關斷波形。

    從以上分析中,可以總結出以下特點。
    1）電路中每個開關管的最大工作電壓等于電源電壓。
    2）Q1、Q2關斷的電壓上升率分別決定于電容C5、C7的容量。
2．3  控制電路設計
    為保證電源安全可靠地工作，電路設計中采用TOP224Y制作一反激式開關電源作為輔助源，如圖7所示。其兩路輸出分別為AC/DC部分和DC/DC部分的控制電路供電。

    AC/DC控制部分使用PFC控制芯片UC3854B。交流輸入過、欠壓、PFC變換直流電壓（400V）過、欠壓時都關閉UC3854，使PFC部分停止工作。這些故障信號通過隔離光耦傳遞到DC/DC控制電路，以達到在AC/DC部分工作不正常時保護主開關管的目的。
    DC/DC控制部分使用了PWM控制芯片UC3846，采用峰值電流型控制模式。峰值電流型控制模式相對于電壓控制模式，負載響應速率快，具有逐脈沖限流特性，容易獲得下拖形狀的限流特性，非常適合在此應用。
    n＋1冗余應用時，多模塊必須有均流功能。該電源輸出電流較大，直接從DC輸出用分流器取電流信號功率損耗較大，同時裝配工藝較復雜。因此，本設計采取了原邊電流合成的方法。
    用電流傳感器取出開關管導通時變壓器原邊的電流信號。該信號包含了變壓器的勵磁電流信號與輸出電感電流折算到變壓器原邊的電流信號。因輸出電感折算到原邊的電流遠大于變壓器的勵磁電流，所以可認為電流傳感器取出的即為輸出電感的充磁電流。這是輸出電感電流的上升部分，只要模擬出輸出電感續(xù)流時的下降部分，合成后即可得到輸出電感的電流信號，也為輸出電流信號。取出該合成后的電流信號后就可用于電流保護的控制與均流控制上了。
    如圖8所示，把電流傳感器取出的電流信號經高速單向緩沖后向一電容充電。開關管導通時關閉恒流源，而開關管關斷時打開恒流源對電容恒流放電。在選擇合適的電路參數(shù)后，電容上的電壓波形就與輸出電感上的電流成比例，放大后就可得到輸出電感電流，也即輸出電流。 

 
圖8  輸出電流合成電路